Up-converter canalizzato a 125KHz per ricevere l’Oscar 100 con un decoder DVB-S2

Up-converter canalizzato a 125KHz per ricevere l’Oscar 100 con un decoder DVB-S2. Un up-converter per ricevere l’Oscar 100 in ATV DVB-S2, pre-canalizzato a 125KHz, per gestire sei diversi symbol rates, con controllo della sintonia mediante telecomando a infrarossi (di qualsiasi tipo) e auto-completamento della frequenza. 1. PREMESSA 2. LA SCELTA DELLE FREQUENZE. 3. MEMORIZZARE I SEI CANALI SUL DECODER 4. IL PLL 5. LA PARTE ANALOGICA DEL PLL 6. LA PARTE DIGITALE DEL PLL 7. IL SOFTWARE DI GESTIONE DEL PLL – 80ch.ino 8. COME SI USA IL PROGRAMMA 80ch.ino 9. IL MIXER, FILTRI D’INGRESSO E D’USCITA 10. TARATURA 11. SCORCIATOIE 1. PREMESSA Quasi tutti i decoder commerciali per il DVB-S2 sono canalizzati a 1MHz. Tutti i segnali canalizzati più stretti non possono essere quindi correttamente sintonizzati e visualizzati. In più la sintonia non è particolarmente veloce da effettuare e spesso il segnale -monitorabile su https://eshail.batc.org.uk/wb/- nel frattempo è già sparito. Un up-converter canalizzato a 125KHz, con sei diverse uscite in frequenza, una per ogni symbol rate (e quindi memorizzabili sul decoder e richiamabili con un semplice tasto) risolverebbe il problema in termini di flessibilità e velocità d’uso. Quello qui realizzato si compone di due parti distinte: • il PLL che genera la frequenza di conversione (comandato con il telecomando a infrarossi, volendo anche lo stesso usato dal decoder commerciale). Un ADF4351, gestito da un Arduino, seguito da un filtro e un amplificatore a MMIC. • Il convertitore vero e proprio, equipaggiato con due filtri, due amplificatori a MMIC, un mixer bilanciato. L’ingresso e l’uscita hanno due connettori F ed è previsto il passaggio dell’alimentazione dal decoder all’LNB sull’antenna. Non ci sono tasti, solo una finestrella per il sensore IR. L’intero progetto è no-tune. 2. LA SCELTA DELLE FREQUENZE. Utilizzando un LNB con frequenza di conversione a 9750MHz, la banda di lavoro dell’Oscar 100 (10491-10499MHz) viene traslata in basso, a 741-749MHz, ovviamente fuori dalla banda ricevibile dai decoder DVB-S2 commerciali. Occorre quindi fare una conversione verso l’alto per riportare OSCAR 100 nella banda utile di ricezione. Di quanto la si deve spostare in alto? Due considerazioni: • Più la si sposta in alto, più lontani fra di loro sono tutti i risultati dei prodotti spuri del mixer, più diventa facile filtrare il prodotto di miscelazione desiderato. • La figura di rumore di questo convertitore non è molto importante (viene dopo un LNB, tipicamente con una cinquantina di dB di guadagno e cifra di rumore molto bassa). Il suo contributo al rumore globale del sistema risulta certamente trascurabile. Ipotizzando una frequenza dell’oscillatore locale attorno ai 1200MHz e prendendo i 745MHz (frequenza mediana) come frequenza di ricezione in uscita dall’LNB, i prodotti spuri diventano: Fig. 1 – Prodotti spuri all’uscita del mixer bilanciato Chiaramente i 2110MHz (2xRF e 3xLO), i 2690MHz (2xRF e 1xLO), i 1655MHz (1xRF e 2xLO) sono i più fastidiosi. Ma sono molto bassi e preoccupano poco. Quindi si scelgono i 1200MHz (circa) come frequenza di conversione. Le frequenze dell’Oscar 100 verranno quindi ricevute sul decoder attorno ai 1940MHz. In realtà Il PLL che fra poco verrà descritto genererà le 80 frequenze che consentiranno di ricevere tutti i canali ATV dell’Oscar 100, spaziati di 125KHz (il symbol rate più basso), convertiti su di un’unica frequenza per ogni symbol rate: 1940, 1941, 1942, 1943, 1944 e 1945MHz. Cioè, in buona sostanza, ciò che si andrà a fare sarà • utilizzare il decoder come IF a frequenza fissa e • variare la sintonia solo sull’up-converter. Useremo il decoder per decodificare i sei diversi symbol rates (SR): 2M, 1M, 500K, 250K, 333K, 250K e 125K. 3. MEMORIZZARE I SEI CANALI SUL DECODER Prima di tutto dovremo memorizzare sei diversi canali sul decoder a sei diverse frequenze (1940, 1941, 1942, 1943, 1944 e 1945MHz), ciascuna con un SR diverso: 1. 2M @Ch1 2. 1M @Ch2 3. 500K @Ch3 4. 333K @Ch4 5. 250K @Ch5 6. 125K @Ch6 Se il decoder non può essere programmato per queste sei frequenze attorno ai 1940MHz, dovremo memorizzarle per le loro corrispondenti in antenna (cioè +9750MHz). Quindi, in definitiva, questa è la lista di canali con i loro SR che dovranno essere memorizzati nel decoder: 1. Ch1 @11690MHz e SR 2M 2. Ch2 @11691MHz e SR 1M 3. Ch3 @11692MHz e SR 500K 4. Ch3 @11693MHz e SR 333K 5. Ch4 @11694MHz e SR 250K 6. Ch6 @11695MHz e SR 125K Da qui in avanti, il processo di sintonia sarà completamente automatico, non ci sarà più cioè alcun bisogno di ricordarsi né di queste frequenze né dei loro symbol rates. • Si sceglierà la frequenza di ricezione e il SR sull’up-converter. Il PLL si sposterà in modo completamente automatico sulla frequenza necessaria. • Con il telecomando del decoder ci si sposterà quindi sul canale corrispondente (Ch1-Ch6). Con queste due semplici e velocissime mosse saremo sintonizzati su qualsiasi frequenza ATV dell’Oscar 100, con il symbol rate desiderato. 4. IL PLL La scheda con l’ADF4351 è una di quelle che si trovano su eBay o su Amazon. Attenzione alla frequenza di riferimento. Questo progetto è stato realizzato usando una scheda con frequenza di riferimento 25MHz. Si può certamente usare una scheda con frequenza di riferimento da 10MHz, ma bisogna cambiare i valori dei registri. Per far questo bisogna utilizzare l’apposita applicazione della Analog Devices per ricalcolare questi valori. Oppure si può fornire una frequenza di riferimento da 25MHz esterna tramite il connettore SMA, a sinistra nella fig. 2. Fig. 2 – Due fra le molte schede disponibili su eBay o Amazon La fig. 2 mostra due schede, quella sopra con riferimento a 10MHz, quella sotto a 25MHz. Generano segnali tra i 35MHz e i 4.4GHz. Sono programmabili mediante “3-wire serial interface”. In entrambi i casi, uno dei due connettori SMA sulla destra va tolto e sostituito con una resistenza da 50ohm, meglio se SMD. La scheda fornisce due uscite, ma ce ne serve solo una. L’altra deve essere chiusa su 50ohm. Ecco perché eliminare lo SMA e mettere una semplice R da 50ohm. L’ADF4351, così com’è, non è certamente quanto di meglio si possa trovare in circolazione. Il VCO genera onde quadre fra i 2.2 e i 4.4GHz (e infatti la parte bassa delle frequenze generabili è ottenuta per divisione e risulta ricchissima di armoniche). Le armoniche pari e dispari sono tantissime, almeno fino a 5 o 6 GHz, e non di molti dB sotto la frequenza fondamentale. Ma queste armoniche sono (relativamente) facili da eliminare. Basta un energico filtro passabasso o passabanda. Quello che è impossibile da pulire è il rumore di fase, notevole. Si può solo ottimizzare agendo sui parametri del PLL, utilizzando la già citata applicazione dell’AD. La stabilità e la precisione dell’ADF4351 sono buone. La stabilità è quella del quarzo di riferimento, quindi sufficiente per la maggior parte delle applicazioni. La precisione varia da unità a unità. Nei cinque esemplari in mio possesso la precisione del segnale generato a circa 1200MHz variava entro i +/-15KHz (rispetto un segnale di riferimento al rubidio, decisamente affidabile). Quindi sufficientemente buona per agganciare il segnale dall’antenna. A questa imprecisione deve ovviamente essere aggiunta quella dell’LNB. L’uso di un LNB a PLL è assolutamente necessario, soprattutto a causa delle variazioni termiche. Il decoder, in ogni caso, è certamente in grado di seguire e compensare queste differenza di frequenza. 5. LA PARTE ANALOGICA DEL PLL Con l’ADF4351 la potenza d’uscita è programmabile, però non molto precisa. Per il mixer doppio bilanciato ci servono circa +10dBm. Serve quindi un amplificatore da circa 10-15dB. Allora ne facciamo uno con un MMIC (50ohm in-out), tipo l’SNA-586, poi regoleremo il registro R5 per ottenere i +10dBm con il minimo di armoniche. Facciamo scorrere nell’SNA-586 una corrente a riposo un po’ più elevata del normale perché qui non serve tanto una figura di rumore molto bassa, quanto un buon IP3, per evitare la saturazione dello stadio e il riacutizzarsi delle armoniche. Circa 80mA vanno bene. Lo schema della parte analogica del PLL è rappresentata in fig. 3. Prima dell’amplificatore con l’SNA-586 troviamo un filtro passabasso, frequenza di taglio 1.6GHz. Perché così alta, rispetto all’1.2GHz circa che vogliamo generare? Per due motivi. • Il primo, di convenienza: più alta è la frequenza del filtro più piccolo diventa il filtro e quindi più maneggiabile, anche meccanicamente. • Il secondo motivo consente di sfruttare a nostro vantaggio un limite naturale dei circuiti microstrip. I circuiti microstrip, contrariamente ai circuiti realizzati con componenti discreti, hanno una risposta in frequenza che tende ad essere ripetitiva nel dominio delle frequenze. Cioè, tendono a riprodurre il loro pattern (più o meno distorcendolo) sulle frequenze armoniche. Nel nostro caso, quindi, se ponessimo la frequenza di taglio a 1.2GHz, troveremmo una forte attenuazione sino a 1.8GHz circa. Poi, attorno ai 2.4GHz, un’attenuazione di pochi dB (-10-15) per poi risalire a -30-35dB e per poi ridiscendere un’altra volta attorno ai -15dB verso i 3.6GHz. Tenderebbero cioè a lasciar passare la seconda e la terza armonica, invece di bloccare tutto sopra i 1.2GHz. Fig. 3– Lo schema della parte analogica del PLL, filtro passabasso e amplificatore MMIC Considerando i prodotti spuri del mixer, noi abbiamo invece bisogno di una forte attenuazione proprio nell’intorno dai 2.1 ai 3,5GHz. Progettando un filtro del quinto ordine con distribuzione dei poli di tipo inverse Chebyshev, nella “stopband” si creano un paio di profonde attenuazioni, a frequenze calcolabili. Spostando il ginocchio del filtro attorno al 1.6GHz queste due profonde attenuazioni si spostano proprio in corrispondenza –o molto vicino- ai due prodotti spuri più fastidiosi, annullandoli quasi completamente. Risultato finale: un filtro più piccolo e più efficace. In fig. 4 il file gerber. I fori segnano le connessioni passanti (vias) con la faccia inferiore del PCB, ovviamente interamente ramata. Il PCB è realizzato su substrato di PTFE, spessore del dielettrico 0.75mm, rame 35um. La parte di sinistra del PCB è il filtro passabasso vero e proprio. La parte di destra contiene l’amplificatore realizzato con il MMIC SNA-586. Le dimensioni e le posizioni dei quattro fori agli angoli combaciano con il display LCD1206. Questo file gbr è scaricabile alla fine di queste note. Fig. 4 – Il file gerber della parte analogica del PLL. NON IN SCALA. 6. LA PARTE DIGITALE DEL PLL Si compone di tre parti distinte: la scheda con l’ADF4351, la scheda display LCD 16×2 1602 e la scheda con Arduino (Nano o UNO). Della scheda con l’ADF4351 si è già detto. Il display è il solito modello a due righe per sedici caratteri ciascuna. Non ho usato il popolare display con i sei tasti per diversi motivi: • I tasti non ci servono (la sintonia viene fatta con telecomando IR) • I tasti sono troppo bassi, dovrebbero almeno arrivare al livello del display. • La scheda con i sei tasti si prende praticamente tutti i pin di Arduino. Si può usare Arduino nelle sue diverse versioni (Nano, UNO, ESP8266 con wifi ecc.) senza alcun problema. Ovviamente ciascuna di queste versioni richiede la scelta del compilatore specifico. Gli I/O di Arduino: D10, D11, D12 e D13 verranno collegati rispettivamente agli I/O LE, DATA, MUXOUT e CLOCK della scheda ADF4351. D10, D11 e D13 devono però essere ridotti a 3.3volt (tensione massima di ingresso nell’ADF4351) o tramite un partitore resistivo o tramite un modulo convertitore bidirezionale di livello di logica da 5V a 3.3V. Io ho scelto quest’ultima soluzione (TE291). Fig. 5 – La pulizia dello spettro di emissione del PLL a 1197.5MHz. Span 1GHz. Pout +10dBm Fig. 6 – TE291 Modulo convertitore bidirezionale di livello di logica (5 – 3.3v) e relativo schema Gli I/O D2, D3, D4, D5, D6 e D7 vanno collegati al display, direttamente. L’ingresso del sensore infrarosso (ricevitore del telecomando) va collegato al pin D8 di Arduino. Il sensore IR è di tipo qualsiasi, reperibile su eBay, Amazon o in fondo al cassetto. Consiglio quello già montato su una piccola scheda, con tre pin d’uscita (G, R e Y). La scheda ADF4351 va collegata come in fig. 7. In circolazione ci sono molti modelli simili che presentano diversi ingressi e uscite, specialmente per quanto attiene l’alimentazione. Alcuni hanno inoltre delle particolari interfacce seriali per la connessione USB, altri no. Occorre solo tener presente che, ai fini di questo progetto, la frequenza di riferimento deve essere di 25MHz, che i collegamenti essenziali con Arduino sono: quelli relativi al CLOCK, DATA, LE, MUXOUT e l’uscita RFout (RFout+ o -, le due uscite sono intercambiabili. Basta che l’uscita inutilizzata venga caricata su una R da 50 ohm). La tensione di alimentazione, il tipo di connettore, ecc. dipendono dallo specifico modello di ADF4351 acquistato, ma ai fini del progetto è ininfluente. Il telecomando è anch’esso di tipo qualsiasi. Meglio scegliere un telecomando con il numero minore di tasti, quelli necessari. I tasti essenziali sono: i dieci tasti numerici (da 0 a 9), i due tasti cui assegnare la funzione di UP e DOWN dei Symbol Rate (SR Up, SR Down) e infine un tasto cui assegnare la funzione DELETE. Tredici tasti in tutto. Eventuali tasti in più verranno ignorati. L’assegnazione di queste funzioni ai tasti verrà illustrata più avanti, ma è veramente semplicissima. Si può anche utilizzare lo stesso telecomando del decoder commerciale, ma c’è il rischio che il segnale IR emesso dal suo telecomando venga ricevuto contemporaneamente anche dal decoder e imposti parametri non voluti. Se si usa un telecomando diverso, questo rischio viene molto diminuito (codici base diversi). Fig. 7 – Il PLL – Lo schema della parte digitale del PLL 7. IL SOFTWARE DI GESTIONE DEL PLL – 80ch.ino Si compone di 280 righe, di cui 44 di testo iniziale. Al momento della compilazione bisogna decidere il supporto hardware (NANO, GENUINO UNO, ecc). Le librerie eventualmente mancanti si possono scaricare da GITHUB, come la IRremote (https://github.com/z3t0/Arduino-IRremote), o da siti similari. La libreria IRremote (necessaria per il funzionamento del sensore IR, di qualsiasi tipo) è fisicamente incompatibile con la libreria normalmente residente, a causa di denominazioni identiche per file diversi, la Robot IR Remote. La directory Robot IR Remote deve quindi essere rimossa con tutti i file in essa contenuti. Dalla riga 61 alla riga 73 di 80ch.ino dovranno essere inseriti i codici esadecimali relativi ai tasti del telecomando in uso. Per conoscere questi codici, si opera in questo modo: • Si scelgono i 13 tasti. Ovviamente i 10 numerici 0-9, poi si sceglie il tasto per il SR up, per il SR down e per il Delete. • Su Arduino (NANO o UNO) si collega il GROUND del sensore, l’R ai +5volt e l’Y al D11. • Si compila e si carica il programmino IR_sensor.ino qui sotto e si avvia il monitor seriale. • Si premono i tasti scelti e si prende buona nota dei codici esadecimali che compaiono sul monitor seriale (quando compare il codice con tutte F significa solo che il tasto è stato premuto a lungo). Il programma IR_sensor.ino (allegato in fondo a queste note), è uno dei tantissimi già disponibili su internet: #include int RECV_PIN = 11; IRrecv irrecv(RECV_PIN); decode_results results; void setup() { Serial.begin(9600); irrecv.enableIRIn(); // Start the receiver } void loop() { if (irrecv.decode(&results)) { Serial.println(results.value, HEX); irrecv.resume(); // Receive the next value } delay(700); } Una volta preso nota dei 13 valori, si copiano questi valori nelle corrispondenti righe (61-73) del programma 80ch.ino (allegato in fondo a queste note). Attenzione a non dimenticare lo “0x” e il “;” finale di riga, come in fig. 7. Fig. 8 – Punto di inserimento dei codici IR nel programma 80ch.ino. Quelli mostrati corrispondono ad un telecomando fra i tantissimi disponibili. 8. COME SI USA IL PROGRAMMA 80ch.ino Appena acceso il display LCD1602 mostrerà un messaggio iniziale per tre secondi, poi si sintonizzerà automaticamente sul beacon a 10492.5GHz, con un SR di 2MHz (cioè il canale 0 del decoder – precedentemente memorizzato – vedi punto 3.), generando il segnale di conversione a 1197.5MHz. Il Qatar-OSCAR 100 Wideband Spectrum Monitor (https://eshail.batc.org.uk/wb/) mostra lo spettro di frequenze e i segnali presenti. Ad esempio: Fig. 8 – OSCAR 100 Wideband Spectrum Monitor Sulla destra si vedono due segnali, uno a 10497.512MHz – SR 125K, uno a 10498.250MHz – SR 333K. Per sintonizzare il primo sarà sufficiente premere 75. Per sintonizzare il secondo 82. Si premono cioè SOLO i primi due numeri che seguono “1049” (cifra data ovviamente per fissa). Il programma completerà automaticamente la frequenza da sintonizzare e si sposterà su questa frequenza. Per il symbol rate, invece occorre premere sui tasti scelti per questa funzione (io ho scelto una freccia all’insù ed una all’ingiù) finché non compare il SR desiderato (125K nel primo caso o 333K nel secondo). Il software ricalcolerà automaticamente la frequenza da generare. Fatto questo, con il telecomando del decoder ci si porterà sul corrispettivo canale (Ch 5 per il primo esempio e Ch 3 per il secondo. Vedi 3.). Comparirà quindi lo stream video. Nota di carattere aritmetico. Mentre per la prima cifra (quella dei MHz) tutte e 10 le cifre sono possibili, ci sono due cifre che non potranno mai comparire al secondo posto: il 4 e il 9. Infatti la canalizzazione a 125KHz passa per queste frequenze: 125, 250, 375, 500, 625, 750, 875, 1000 di ogni MHz. Come si può vedere, nessuna di queste inizia per 4 o per 9. Premendo 4 o 9 come seconda cifra il PLL rimarrà quindi fermo in attesa di una cifra valida. Nel caso si immettano delle cifre errate si può premere il tasto scelto per la funzione DELETE. La scritta “Deleted” compare sul display e il PLL resta in attesa o di una nuova frequenza o di un nuovo SR (in questo caso, utilizzerà l’ultima frequenza di lavoro). 9. IL MIXER, FILTRI D’INGRESSO E D’USCITA Fig. 9 – Schema del mixer La Fig. 9 mostra lo schema del mixer. Il segnale in arrivo dall’LNB entra in un filtro passabasso che serve a tagliare tutte le frequenze (inutili ai nostri fini, anzi potenzialmente dannose) sopra i 770MHz. La figura di rumore in questo punto dipende sostanzialmente dalla figura di rumore dell’LNB, dal suo guadagno e dalla perdita del cavo di discesa. Il filtro passabasso stampato perde circa 0.4dB. Per compensare la perdita del cavo di discesa, del filtro passabasso e del mixer passivo inseriamo un amplificatore equipaggiato con un MMIC SNA-586 che guadagna attorno ai 15dB. La sua relativamente bassa figura di rumore non contribuisce alla figura globale del sistema. Il mixer bilanciato si mangia attorno ai 10dB, ma ha un’eccellente resistenza all’intermodulazione e, soprattutto, risolve tutti i problemi di taratura di un mixer attivo classico. Dei prodotti spuri abbiamo già parlato al punto 2. Il mixer indicato è un SIM-63LH+, capace di manipolare segnali fino ai 6GHz. Può essere sostituito da qualsiasi altro mixer di analoghe caratteristiche, basta che sia in grado di manipolare frequenze almeno attorno ai 2GHz. Non viene messo sul circuito stampato, per comodità d’uso. Si entra e si esce dal circuito stampato con dei connettori SMA che possono essere connessi a un qualsiasi altro mixer. Questo il file Gerber (fornito anch’esso in fondo a queste note): Fig. 10 – File Gerber del mixer. NON IN SCALA. I fori segnano le connessioni passanti (vias) con la faccia inferiore del PCB, ovviamente interamente ramata. Il substrato è normale FR4. La perdita alle frequenze in gioco è ampiamente compensata dai due amplificatori MMIC. Il passabasso all’ingresso ha un’impedenza d’ingresso di 50ohm, mentre il cavo di discesa è un 75ohm. L’adattamento è realizzato mediante la lunga linea (lambda quarti @745MHz), con un’impedenza caratteristica di circa 61ohm. L’uscita dal secondo amplificatore MMIC (Zout = 50ohm) è realizzata con una linea a 75ohm. Il leggero disadattamento produce una piccola perdita compensata dal guadagno dell’amplificatore. 10. TARATURA Non è necessaria alcuna taratura. Solo un controllo, per verificare che il contenuto di armoniche nel segnale d’uscita dal PLL. Ovviamente, meno ce ne sono, meglio è. Lo stadio di amplificazione del PLL, pur equipaggiato con il robusto SNA-586, se sovra-pilotato, può andare anche in leggera compressione e, perdendo linearità, inizia a generare armoniche. Ecco perché in caso di armoniche eccessive è sufficiente ridurre la Pout dell’ADF4351, inserendo il valore 0x902024 nel registro 4 (come indicato nelle 44 righe di testo in cima a 80ch.ino), portandola a -4dBm. Purtroppo l’ADF4351 non ha una grande precisione di Pout (e non è questo l’unico difetto), quindi questa è una prova che va fatta caso per caso. 11. SCORCIATOIE Fig. 11 – Esecuzione della scheda del mixer Nelle Fig. 11 e 12 viene mostrata l’esecuzione dell’up-converter, con i PCB indicati. Non è strettamente necessario, però, seguire questa strada. La scheda ADF4351 è a sé stante, come Arduino (UNO o NANO). Gli amplificatori MMIC si possono acquistare già montati e perfettamente funzionanti su eBay o Amazon per cifre veramente modeste. Ne servono tre. Anche il mixer può essere reperito già montato. Fig. 12 – L’esecuzione del PLL, che include l’ADF4351, Arduino NANO, l’amplificatore MMIC e il filtro passabasso. Quindi le parti che devono essere espressamente prodotte sono essenzialmente i tre filtri: • Il passabasso a 1600MHz • Il passabanda a 1940MHz • Il passabasso a 770MHz Ecco i tre file gerber: Fig. 13 – Il filtro lowpass 1.6GHz, su laminato ROGERS RO4003 20mils/1oz. NON IN SCALA Fig. 14 – Il filtro passabanda 1940MHz, su laminato ROGERS 20mils/1oz. NON IN SCALA Fig. 15 – Il filtro passabasso 770MHz, su FR4. NON IN SCALA Questi tre file sono allegati in fondo a queste note. Su tutti e tre, i fori segnano le connessioni passanti (vias) con la faccia inferiore del PCB, ovviamente interamente ramata. Realizzando questi tre filtri e usando le schede già pronte all’uso acquistabili su internet, l’up-converter può tranquillamente essere realizzato, senza alcuna necessità di taratura. Achille Galliena i2GLI i2gli.ag@gmail.com